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　　熒光燈電子鎮流器的設計

　　1　設計誤區之一———電磁兼容(EMC)

　　1.1　誤區產生的由來

　　熒光燈電子鎮流器在我國起步較早,但起點很低,相當長一段時期誤將其視作小家電設施,而以點亮一支燈和價廉為目的。待人們明白其涉及的相關領域和相關技術之復雜,特別是關于交流熒光燈電子鎮流器國家標準頒布實施后,轉而將提高的重點放在功率因數校正(PFC)、輸入電流諧波(THD)、預熱啟輝、異常保護和燈電流波峰比(CCF)等技術指標上,而關于傳導干擾(EMI)、射頻干擾(RFI)、輻射干擾(EMS)等多項電磁兼容(EMC)要求,由于IEC928-1990和GB15143-94標準未作明確的限定,再加上極少有專著涉及和明確,以至于不少設計人員誤以為降低輸入電流諧波總量(THD)至GB/T15144-94“L”級水平或IEC6100-3-2諧波限值即可實現電磁兼容(EMC)。

　　1.2　典型的EMC濾波器電路(見圖1)

　　L1、L2、L3、L4及C1、C2、C3、C4組成二級雙π型EMI、RFI和EMS差模———共模抑制濾波電路,既抑制了來自電網的電磁干擾,同時電子鎮流器自身產生的電磁干擾也能起到有效衰減和濾除作用,從而保證電網和周圍電磁環境不受污染,達到電磁兼容(EMC)要求。通常L1=L2=50～70mh;L3=L4=20～25mh;C1=C2=C5=0.1～0.2μf;C3=C4=4700pF～0.1μf;R1約為1～2MΩ。

　　2 設計誤區之二———高輸入功率因數的競逐

　　2.1　輸入功率因數(λ),實際是由相移功率因數cosΦ1和畸變功率因數cosθ兩部分組成,如圖2功率三角形所示。

　　一般情況,電子鎮流器輸入電壓和輸入電流的移相角(Φ1)很小,故相移功率因數(cosΦ1)往往大于0 95。由于輸入電流發生畸變,產生大量電流諧波(THD),畸變功率因數(cosθ)很低,對于未設計功率因數校正電路的電子鎮流器,其cosθ約為0.6,故普通電子鎮流器的輸入功率因數(λ)均在0.55左右。

　　2.2　輸入功率因數校正電路(PFC)

　　輸入電流諧波對供電電網和用電設施的危害,已是每個設計工作者共知的事實。為抑制輸入電流諧波,提高功率因數,廣大科研設計工作者相繼研制了各種功率因數校正電路。主要有:有源功率因數校正(APFC)和無源功率因數校正(PPFC)兩類電路,前者因為制作成本和體積等原因并未廣泛采用,后者則有“逐流式”、“高泵式”、“雙泵式”、“疊加式”等電路。上述電路均對抑制輸入電流諧波,提高功率因數作出了貢獻。

　　2.3　高功率因數的設計競逐

　　前期,由于若干論著的導向和設計者本身的認知模糊,在產品設計中出現了兩種明顯不同的傾向:一種置一切規定和標準于不顧,只認商業利益,生產質劣價廉的低功率因數電子鎮流器;另一種則盲目競逐高功率因數電路,似乎不將功率因數提高到“0.99”則不足以體現設計水平。殊不知,這樣做是要付出成本和可靠性方面代價的,其結果是從根本上危害了用戶的利益和得不償失。實際上,無論何種設計方案,每一個設計者均應將電子鎮流器的安全性和工作可靠性牢牢擺在首位,否則再低廉的價格或再高的功率因數也是沒有意義的。

　　2.4　輸入功率因數(λ)的設計定位

　　從嚴格意義上說,電子鎮流器的輸入功率因數(λ)僅是抑制輸入電流諧波總量(THD)及兼顧電磁兼容和滿足輸入功率的一個從屬技術指標。為避免設計觀念誤會,功率因數較正電路直接定位為“諧波濾波電路”反而更符合實際。GB/T15144-94標準指出,當輸入功率因數(λ)≥0.85時,該鎮流器即定性為高功率因數鎮流器,綜合多方面因素,將電子鎮流器輸入功率因數(λ)鎖定在0 90左右較為合適,但更重要的是其諧波含量和電磁兼容必須符合GB17625 1-1998和GB17625 2-1999標準要求。

　　3　設計誤區之三———振蕩頻率的選擇范圍

　　3.1　現狀

　　由于材料特性、匹配要求、制作成本和技術水平等方面的原因,目前絕大部分電子鎮流器(含CFL)采用的都是半橋電壓饋電他激式串聯諧振電路,其振蕩頻率主要由輸出電感、脈沖變壓器及與燈并聯的諧振電容和燈的阻抗特性等參數決定,且熒光燈管既是輸出負載,又是組成諧振電路的重要元件,它們之間相互制約和影響極大,故而振蕩頻率選擇范圍較窄,多集中在20～33kHz之間。

　　3.2　振蕩頻率的提高

　　如表1所示,現行設計的電子鎮流器(含CFL)雖較電感鎮流器在降低熒光燈頻閃度方面前進了一大步,但仍高達20%～30%,換言之其振蕩頻率應提高到40kHz以上,能達到類同白熾燈照明的理想和實用狀況。

　　3.3　電路設計誤區之三的彌補

　　在通常的半橋電壓饋電他激式串聯諧振設計電路中,如果盲目地改變諧振元件參數來提高振蕩頻率,由于電路的相互制約性將導致整機性能質量和可靠性嚴重下降,其結果往往得不償失。采用如圖3虛線框所示的自振蕩驅動器厚膜IC設計電路,則可克服上述弊端。

　　圖中厚膜IC的自振蕩頻率由下式決定:

　　改變R2或C2的參數即可改變自振蕩頻率,例如:R1=1.5kΩ;R2=68kΩ;C2=500pf時,振蕩頻率f=41.5kHz。

　　4　設計誤區之四———燈電流波峰比(CCF)的定性

　　4.1　燈電流波峰比定義

　　燈正常工作時,燈電流在單位時間內的峰值與均方根值的最大比值,GB/T15144-94標準規定該比值應小于1.7。

　　4.2 降低燈電流波峰比(CCF)的意義

　　在設計電子鎮流器時,一般將CCF當作一項重要的技術性能指標,而對于它在具體應用中的意義研究不足,通常解釋為燈電流波峰比過高,將引起燈陰極材料濺射,導致燈管早期發黑。依據日本JISC8117標準規定該值小于2.1,早期一些標準中補充了“當燈電流波峰比>1.7時,制造廠商應提供對燈管無損的證據”的規定,其著眼點仍放在燈的壽命上。眾所周知,目前大量應用的“逐流式”電子鎮流器的燈電流波峰比均在2.0左右,在匹配良好的情況下,多年實際應用并無燈管早期發黑現象,并且燈管壽命較電感式熒光燈大大延長。據實驗同頻工作的電子鎮流器當燈電流波峰比接近或小于1.7時,熒光燈光通量波動深度(δ)將明顯降低,因此降低燈電流波峰比(CCF)對于降低熒光燈頻閃度和延長燈管壽命具有同等的意義。

　　4.3　決定燈電流波峰比的關鍵

　　一般電子鎮流器的輸出高頻電流波形接近正弦波,理論上波峰比應接近1.414，但由于該高頻電流的包跡波受到整流濾波電路直流輸出電壓的紋波所調制,往往是直流電壓的波紋系數和脈動系數越大,燈電流波峰比越大,故設計時應盡可能增大電子鎮流器的濾波電解電容(見圖1中的C7)并同時兼顧協調設計“諧波濾波電路”,平滑燈電流波峰系數,從而降低熒光燈的頻閃度。

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